MOSFET的驱动电流有多大,功率MOSFET的基础知识

什么是功率MOSFET？

我们都知道如何用二极管来开关，但我们只能开关，不能逐渐控制信号流。此外，作为开关的二极管取决于信号流动的方向；我们无法设定它传递或阻挡信号。对于“电流控制”或可编程开关等应用，我们需要一个三端器件和双极性晶体管。我们都听说过巴丁布拉顿，他是偶然发明了三极管，就像其他许多伟大的发现一样。

在结构上，它是通过两个背靠背的结来实现的(这没什么大不了的，早在巴丁之前，我们可能就采用了同样的结构来实现共阴极)，但在功能上，它是一个完全不同的器件，就像一个控制发射极电流流动的“抽头”——操作抽头的“手”就是基极电流。因此，双极三极管是一种电流控制器件。

场效应晶体管(fet)提供相同的“抽头”功能，尽管它们在结构上不同。区别在于FET是压控器件；不需要基极电流，而是用电压来控制电流。双极三极管诞生于1947年，不久之后，一对杰出的父子肖克利和皮尔逊发明了(至少是概念上的)FET。为了区别于更早的双极“孪生兄弟”，FET的三个电极分别称为漏极、栅极和源极，对应三极管的三个电极分别为集电极、基极和发射极。FET有两种主要类型，针对不同类型的应用进行了优化。JFET(结型FET)用于小信号处理，而MOSFET(金属氧化物半导体FET)主要用于线性或开关电源应用。

他们为什么要发明功率MOSFET？

当双极晶体管按比例放大到功率应用时，它显示出一些恼人的限制。诚然，你仍然可以在洗衣机、空调和冰箱中找到它们，但对于我们这些可以忍受一定程度的家用电器低效率的人来说，这些应用程序都是低功耗应用程序。双极三极管仍用于一些不间断电源、电机控制或焊接机器人。然而，他们的应用实际上仅限于10KHz以下的应用，而且他们正在加速退出整体效率是关键参数的技术前沿应用。

三极管作为双极器件，依靠注入基极的少数载流子进行“拍”(电子和空穴)复合，再次注入集电极。为了保持较大的集电极电流，我们应该从发射极侧将电流注入基极，如果可能，恢复基极/集电极边界的所有电流(意味着基极的复合应该保持在最低水平)。

但这意味着当我们要三极管开路时，基极中有大量复合因子低的少数载流子，开关要在闭合前处理好。换句话说，与所有少数载流子器件相关的存储电荷问题限制了最大操作速度。目前FET的主要优势带来了一线曙光：作为多数载流子器件，不存在存储少数电荷的问题，因此其工作频率要高得多。MOSFET的开关延迟特性完全是由于寄生电容的充电和放电。

人们可能会说：高频应用需要开关速度快的MOSFET，但为什么我的电路要用这种速度相对较低的器件呢？答案很简单：提高效率。该装置在开关状态的持续时间间隔期间具有高电流和高电压；因为该设备工作速度更快，消耗的能量更少。在许多应用中，仅这一优势就足以补偿高压MOSFET略高的传导损耗。例如，如果不使用它，150KHz以上频率的SMPS根本无法实现。

双极三极管由电流驱动。实际上，由于增益(集电极电流与基极电流之比)随着集电极电流(IC)的增加而大大降低，所以我们要驱动的电流越大，需要供给基极的电流也就越大。因此，双极晶体管开始消耗大量控制功率，从而降低整个电路的效率。

更糟糕的是，当工作温度更高时，这一缺点会加剧。另一个结果是需要一个相当复杂的基极驱动电路，它可以快速地抽吸和吸收电流。相比之下，(MOS)FET栅极实际消耗的电流为零；即使是125C时的典型栅极电流也小于100nA。一旦寄生电容被充电，驱动电路提供的漏电流非常低。另外，电压驱动的电路比电流驱动的电路简单，这也是MOS)FET如此吸引设计工程师的另一个原因。

另一方面，它的主要优点是没有二次损伤机制。如果试图用双极晶体管阻挡大量功率，任何半导体结构中不可避免的局部缺陷都会起到聚集电流的作用，导致硅片局部发热。由于电阻的温度系数为负，局部缺陷会充当低阻电流通路，导致更多的电流流入其中，自发热越来越多，最终造成不可逆的损坏。相比之下，MOSFET具有正的电阻热系数。

另一方面，随着温度的升高，可以感知到RDS(on)增加的缺点。随着载流子迁移率在25C和125C之间下降，这一重要参数可能会翻倍。另一方面，这种相同的现象带来了巨大的优势：任何试图像上述那样行事的缺陷实际上都将被从中分流——我们将看到的是“冷却点”，而不是双极器件特有的“热点”！这种自冷却机制的一个同样重要的结果是，可以方便地并联MOSFET，以提高某些器件的电流性能。

双极三极管对并联非常敏感。应采取预防措施平均分配电流(发射极稳定电阻、快速响应电流感应反馈回路)。否则饱和电压最低的器件会转移大部分电流，导致上述过热，最终短路。

注意MOSFET，除了设计一个安全的对称电路和一个平衡栅极外，不需要任何其他措施就可以并联，所以是均等导通的，这样所有的晶体管都可以流相同的电流。另外好处是，如果栅极不平衡，沟道不同程度打开，稳态时还是会导致一定的漏电流，比其他的略大。

吸引设计工程师的一个有用功能是MOSFET具有独特的结构：在源极和漏极之间有一个“寄生”体二极管。虽然它不是针对快速开关或低传导损耗而优化的，但它在感性负载开关应用中充当箝位二极管，无需额外成本。

MOSFET结构

JFET(图1)的基本思想是通过调整(夹断)漏极和源极沟道之间的横截面积来控制从源极流向漏极的电流。这可以通过使用反向偏置结作为栅极来实现；它的(反向)电压调节耗尽区，导致夹断沟道，并通过减小其横截面积来增加其电阻。因为栅极没有施加电压，所以沟道的电阻值最低，流经器件的漏电流最大。随着栅压的增加，两个耗尽区的头部前移，通过增加沟道电阻来降低漏电流。直到两个耗尽区的头部相遇，总夹断才会发生。

通过使用MOSFET的不同类型的栅极结构来开发MOS电容器的特性。通过改变施加到MOS结构顶部电极的偏置值和极性，可以一直驱动它下面的芯片，直到它反转。图2示出了N沟道MOSFET的简化结构，称为垂直双扩散结构。它从高度浓缩的N型衬底开始，以最小化沟道部分的体电阻。

在其上生长一层n-外延层，形成两个连续的扩散区。P区适当的偏压会产生一个沟道，扩散在其中的N区定义了源极。接下来，在形成掺杂磷的多晶硅之后，生长薄的高质量栅极氧化物层以形成栅极。应该在定义源极和栅极的顶层上打开接触窗口，同时整个晶片的底层形成漏极接触。因为栅极没有偏置，N源极和N漏极被P区隔开，没有电流流过(三极管关断)。

如果对栅极施加正偏压，P区中的少数载流子(电子)被吸引到栅极板下面的表面。随着偏置电压的增加，越来越多的电子被限制在这个小空间内，局部“少数载流子”浓度大于空穴(P)浓度，产生“反转”(指栅下材料立即由P型变为N型)。现在，在将源极连接到漏极的栅极结构下的P型材料中形成N“沟道”;电流可以流动。就像JFET的情况一样(尽管物理现象不同)，栅极(取决于它的偏压)控制着源极和漏极之间的电流。

MOSFET的厂家很多，几乎每个厂家都有它的工艺优化和商标。IR HEXFET pioneer、摩托罗拉制造TMOS、Ixys制造HiPerFET和MegaMOS、Siemens拥有SIPMOS系列功率晶体管、AdvancedPower Technology拥有Power MOS IV技术等等。无论这种工艺被称为VMOS、TMOS还是DMOS，它都有一个水平栅极结构，电流垂直流过栅极。

功率MOSFET的特殊之处在于它包含多个“单元”的结构，如图2中的并联连接所示。具有相同RDS(on)电阻的MOSFET并联连接，等效电阻为一个MOSFET单元的RDS(on)的1/n。芯片面积越大，其导通电阻越低，但同时寄生电容也越大，因此其开关性能越差。

如果一切都是严格的比例和可预测的，有什么方法可以改善吗？是的，这个想法是最小化(调低)基本单元的面积，以便在相同的占用空间内集成更多的单元，从而降低RDS(on)并保持电容不变。为了成功改进每一代MOSFET产品，必须不断改进技术，改进晶圆制造工艺(更好的线蚀刻、更好的受控注入等)。).

然而，不断努力开发更好的技术并不是改进MOSFET的唯一途径。概念上的改变可能会大大提高性能。这一突破是飞利浦在去年11月宣布的：TrenchMOS工艺开发成功。它的栅极结构不是平行于管芯表面，现在是建在沟道内，垂直于表面，所以占用空间更少，使电流真正垂直流动(见图3)。同样的RDS(on)，飞利浦三极管缩小面积50%；或者说，在当前处理能力不变的情况下，面积减少35%。

本文摘要

将MOSFET与更著名、更常用的双极晶体管进行比较，我们可以看到MOSFET相对于BJT的主要优势，现在我们意识到了一些妥协。最重要的结论是，整个电路的效率由具体应用决定；工程师应仔细评估所有工作条件下传导损耗和开关损耗之间的平衡，然后决定要使用的器件是传统的双极型、MOSFET还是IGBT？

1.概观

MOSFET的本义是：MOS(金属氧化物半导体)，FET(场效应晶体管)，即以金属层(M)的栅极通过氧化层(O)通过电场的作用控制半导体(S)的场效应晶体管。

功率场效应晶体管也分为结型和绝缘栅型，但通常主要指绝缘栅型中的MOS型(金属氧化物半导体FET)，简称功率MOSFET。结型功率场效应晶体管一般称为静电感应晶体管(——SIT)。其特点是利用栅压控制漏电流，驱动电路简单，驱动功率低，开关速度快，工作频率高，热稳定性比GTR好，但电流容量小，耐压低，一般只适用于功率小于10kW的电力电子器件。

2.功率MOSFET的结构和工作原理

功率MOSFET的类型：按导电沟道可分为P沟道和N沟道。根据栅极电压的幅度，可分为：耗尽型；当栅压为零时，漏源之间存在导电沟道，增强；对于N(P)沟道器件，只有当栅压大于(小于)零时才存在导电沟道，功率MOSFET主要是N沟道增强型。

2.1功率MOSFET的结构

功率MOSFET的内部结构和电气符号如图1所示；导通时，只有一个极性的载流子(多载流子)参与导通，是单极晶体管。导电机理和小功率mos管一样，但结构上有很大区别。小功率MOS管是横向导电器件，大部分功率MOSFET采用纵向导电结构，也称为VMOSFET(垂直MOSFET)，大大提高了MOSFET器件的耐压和电流能力。

根据垂直导电结构的不同，可分为V型槽的VVMOSFET和垂直双扩散MOS结构的VDMOSFET。本文主要以VDMOS器件为例进行讨论。

功率MOSFET是多元集成结构，如国际整流器的HEXFET，采用六边形单元。西门子的SIPMOSFET采用方形单元；摩托罗拉的TMOS使用排列成“针”形的矩形单元。

2.2功率MOSFET的工作原理

截止：漏极和源极之间加正电源，栅源间电压为零。形成在P基极区和N漂移区之间的PN结J1被反向偏置，并且没有电流在漏极和源极之间流动。

导电性：在栅极和源极之间施加正电压UGS。栅极是绝缘的，因此不会有栅极电流流过。但栅极的正电压会推开其下方P区的空穴，将P区的少数载流子——电子吸引到栅极下方P区的表面。

当UGS大于UT(开启电压或阈值电压)时，栅下P区表面的电子浓度会超过空穴浓度，使P型半导体反型为N型，成为反型层。反型层会形成N沟道，使PN结J1消失，使漏源导通。

2.3功率MOSFET的基本特性

2.3.1静态特性；其传递特性和输出特性如图2所示。

漏极电流ID和栅源电压UGS之间的关系称为MOSFET的传输特性。当ID较大时，ID和UGS之间的关系近似为线性。曲线的斜率定义为跨导GfsMOSFET的漏极伏安特性(输出特性):截止区(对应GTR的截止区)；饱和区(对应于GTR的扩增区)；非饱和区(对应于GTR的饱和区)。功率MOSFET工作在开关状态，即在截止区和非饱和区来回切换。功率MOSFET的漏极和源极之间有一个寄生二极管，当在漏极和源极之间施加反向电压时，该器件导通。功率MOSFET的导通电阻具有正温度系数，有利于器件并联时的均流。

2.3.2动态特性；测试电路和开关过程波形如图3所示。

开业流程；开启延迟时间TD(on)—从上升沿时间到uGS=UT和iD开始出现的时间；上升时间tr——从ugs上升时的uT到MOSFET进入不饱和区时的栅极电压UGSP的周期；iD的稳态值由漏极电源电压ue和漏极负载电阻决定。UGSP的大小与iD的稳态值有关。UGS到达UGSP后，它继续前进

关断时间toff——关断延迟时间和下降时间之和。

2 . 3 . 3 MOSFET的开关速度

MOSFET的开关速度与Cin充放电有很大关系。用户不能降低Cin，但可以降低驱动电路的内阻rs，降低时间常数，加快开关速度。MOSFET只是依靠多载流子导通，没有少子存储效应，所以关断过程很快。开关时间在10 ~ 10—100n s之间，工作频率可达100kHz以上，在各大电力电子器件中最高。

现场控制设备静止时，几乎不需要输入电流。但在开关过程中，输入电容需要充放电，仍需要一定的驱动功率。开关频率越高，所需的驱动功率越大。

2.4动态性能的改善

除了要考虑器件的电压、电流和频率，还要知道在应用中如何保护器件，使其在瞬态变化中不被损坏。

当然，晶闸管是两个双极晶体管的组合，由于面积大导致电容大，dv/dt能力弱。对于di/dt来说，也有一个传导区扩展的问题，所以也带来了相当严格的限制。

功率MOSFET的情况非常不同。其dv/dt和di/dt能力通常以每纳秒(而非每微秒)的能力来衡量。但是，它也有动态性能的限制。这些可以从功率MOSFET的基本结构来理解。

图4显示了功率MOSFET的结构及其相应的等效电路。除了器件几乎每个部分的电容之外，还必须考虑MOSFET与二极管并联。同时，从某种角度来说，它还有一个寄生晶体管。(就像IGBT寄生着晶闸管一样)。这些方面是研究MOSFET动态特性非常重要的因素。

首先，连接到MOSFET结构的本征二极管具有一定的雪崩能力。通常用单次雪崩能力和重复雪崩能力来表示。当反向di/dt非常大时，二极管将承受非常快的脉冲尖峰，一旦超过雪崩能力，可能会进入雪崩区域并损坏器件。和任何一种PN结二极管一样，仔细研究它的动态特性是相当复杂的。它们与我们一般理解的PN结正向导通，反向阻断的简单概念大相径庭。当电流快速下降时，二极管在一个阶段失去反向阻断能力，称为反向恢复时间。当要求PN结快速导通时，它在一段时间内不会表现出很低的电阻。在功率MOSFET中，一旦二极管正向注入，注入的少数载流子也会增加MOSFET作为多子器件的复杂性。

在功率MOSFET的设计过程中，采取措施使其中的寄生晶体管尽可能无效。不同功率MOSFET的措施不同，但总的原则是使漏极下的横向电阻RB尽可能小。因为只有当漏极N区下面的横向电阻流过足够的电流来为这个N区建立正偏置条件时，寄生双极晶闸管才开始攻击。然而，在恶劣的动态条件下，dv/dt引起的通过相应电容的横向电流可能足够大。此时，寄生双极晶体管将启动，这可能会损坏MOSFET。因此，在考虑瞬态性能时，必须注意功率MOSFET器件内部的每个电容(也就是dv/dt的通道)。

瞬态工况与线路工况密切相关，在应用中应引起足够的重视。为了理解和分析相应的问题，对设备的深入理解是必要的。

3.高压MOSFET的原理及性能分析

在功率半导体器件中，MOSFET具有高速、低开关损耗和低驱动损耗，在各种功率变换，尤其是高频功率变换中起着重要作用。

在低压领域，MOSFET没有竞争对手，但随着MOS耐压的提高，导通电阻增加2.4-2.6次方，其增长速度使得MOSFET制造商和用户不得不将额定电流降低数十倍，以折衷额定电流、导通电阻和成本之间的矛盾。即便如此，高压MOSFET的导通电阻在额定结温下引起的导通压降仍然很高。耐压500V以上的MOSFET在额定结温和额定电流下的导通电压非常高，800V以上的导通电压高得惊人。导通损耗占MOSFET总损耗的2/3-4/5，这大大限制了它的应用。

3.1降低高压MOSFET导通电阻的原理和方法

3.1.1不同耐压下MOSFET的导通电阻分布。

不同耐压MOSFET导通电阻各部分电阻的比例分布也不同。比如30V MOSFET的外延层电阻只占总导通电阻的29%，而600V MOSFET的外延层电阻占总导通电阻的96.5%。可以推断，800V耐压的MOSFET的导通电阻几乎会被外延层电阻占据。为了获得高的阻断电压，必须使用高电阻率的外延层并加厚。这是传统高压MOSFET结构导致高导通电阻的根本原因。

3.1.2降低高压MOSFET导通电阻的思路。

虽然增加管芯面积可以降低导通电阻，但是这种成本是商业产品所不允许的。虽然少数载流子导通的引入可以降低导通压降，但代价是开关速度的降低，拖尾电流的出现，开关损耗的增加，MOSFET高速优势的丧失。

以上两种方法都不能降低高压MOSFET的导通电阻，剩下的思路就是如何将阻挡高压的低掺杂高阻区与导电沟道的高掺杂低阻区分开。比如低掺杂高耐压的外延层，导电时只能增加导通电阻，没有其他用途。这样是否可以实现高掺杂低电阻率的导电沟道，在MOSFET关断时，尝试用某种方式夹断这个沟道，使整个器件的耐压只取决于低掺杂N-外延层。基于这个想法，英飞凌在1988年推出了内置横向电场耐压600V的COOLMOS，让这个想法变成了现实。内置横向电场的高压MOSFET的截面结构和高阻断电压低导通电阻示意图如图5所示。

与传统的MOSFET结构不同，内置横向电场的MOSFET嵌入垂直P区，将垂直导电区的N区夹在中间，这样当MOSFET关断时，在垂直P和N之间建立横向电场，垂直导电区的N掺杂浓度高于外延区N-。

当VGS

当CGSVTH时，形成电场反转产生的N型导电沟道。源区中的电子通过导电沟道进入耗尽型垂直N区并带正电，从而恢复耗尽型N型特性，于是形成导电沟道。因为垂直N区具有较低的电阻率，所以导通电阻将显著低于传统MOSFET的导通电阻。

从上面的分析可以看出，阻断电压和导通电阻处于不同的功能区。阻断电压和导通电阻的功能分开，解决了阻断电压和导通电阻的矛盾。同时，阻断时的表面PN结转变为掩埋PN结。在相同的N掺杂浓度下，阻断电压可以进一步增加。

3.2内置横向电场MOSFET的主要特性

3.2.1降低导通电阻。

英飞凌内置横向电场的MOSFET具有600V和800V的耐受电压，与常规MOSFET器件相比，在相同的管芯面积下，导通电阻分别降低到常规MOSFET的1/5和1/10。在相同的额定电流下，导通电阻分别下降到1/2和1/3左右。在额定结温和额定电流条件下，导通电压分别从12.6V和19.1V下降到6.07V和7.5V传导损耗降低到传统MOSFET的1/2和1/3。因为传导损耗降低，发热减少，器件比较凉，所以叫COOLMOS。

3.2.2减少封装和降低热阻。

与常规MOSFET相比，相同额定电流的COOLMOS芯片数量减少了1/3和1/4，封装尺寸减少了两个封装。

由于COOLMOS管芯的厚度仅为传统MOSFET的1/3，TO-220封装的RTHJC从传统的1/W降低到0.6/W；额定功率从125W提高到208W，提高了管芯的散热能力。

3.2.3开关特性的改善。

COOLMOS的栅极电荷和开关参数优于传统MOSFET。显然，由于QG，尤其是QGD的降低，COOLMOS的开关时间约为常规MOSFET的1/2。开关损耗降低了约50%。关断时间的缩短还与COOLMOS的内部低栅电阻(1 =)有关。

3.2.4雪崩击穿电阻和SCSOA。

目前，新的MOSFET无一例外地具有抗雪崩击穿的能力。COOLMOS还具有抗雪崩能力。在相同的额定电流下，COOLMOS的IAS与ID25的IAS相同。然而，由于芯片面积的减少，IAS小于传统MOSFET，而IAS和EAS都大于具有相同芯片面积的传统MOSFET。

COOLMOS最大的一个特点就是有短路安全工作区(SCSOA)，而常规MOS没有这个特点。COOLMOS的SCSOA的获得主要是由于转移特性的改变和管芯热阻的降低。COOLMOS的传递特性如图6所示。从图6可以看出，当VGS8V时，COOLMOS的漏极电流不再增加，处于恒流状态。尤其是结温升高时，恒流值下降，最高结温时约为ID25的2倍，即正常工作电流的3-3.5倍。在短路状态下，漏极电流不会被栅极的15V驱动电压升高到无法忍受的ID25，从而将短路时COOLMOS消耗的功率限制在350V2ID25，尽可能减少短路时的管芯发热。芯片热阻的降低可以使芯片产生的热量迅速散发到封装上，抑制芯片温度的上升速度。所以COOLMOS可以在正常的栅极电压下驱动，在0.6VDSS电源电压下可以承受10 s的短路冲击，时间间隔大于1S，1000次也不会损坏，这样COOLMOS就可以像IGBT一样在短路时得到有效的保护。

3.3内置横向电场高压MOSFET的发展现状

继1988年英飞凌推出COOLMOS之后，ST于2000年初推出了类似COOLMOS的500V内部结构，使500V、12A MOSFET可以封装在TO-220封装中，导通电阻为0.35，低于IRFP450的0.4，额定电流与IRFP450相近。IXYS也有采用COOLMOS技术的MOSFET。IR还推出了SUPPER220和SUPPER247封装的superMOSFETs，额定电流为35A和59A，导通电阻为0.082和0.045，150时导通压降为4.7V。从综合指标来看，这些MOSFET优于常规MOSFET，并不是因为导通电阻随着管芯面积的增大而成比例降低。因此，可以认为上述MOSFETs必须具有类似于横向电场的特殊结构。由此可见，试图降低高压MOSFET的导通压降已经成为现实，必将推动高压MOSFET的应用。

3.4酷派和IGBT的比较

60V和800V耐压COOLMOS的高温导通压降分别约为6V和7.5V，关断损耗降低1/2，总损耗降低1/2以上，使得总损耗为常规MOSFET的40%-50%。常规600V耐压MOSFET的导通损耗约占总损耗的75%，同样总损耗的超高速IGBT平衡点达到160KHZ，其中开关损耗约占75%。由于COOLMOS的总损耗降低到常规MOSFET的40%-50%，相应的IGBT损耗平衡频率将从160KHZ降低到40KHZ左右，增加了MOSFET在高电压下的应用。从上面的讨论可以看出，新型高压MOSFET解决了长期困扰高压MOSFET的高导通压降问题；整机的设计可以简化，比如散热装置的体积可以缩小到原来的40%左右；简化驱动电路和缓冲电路；具有耐雪崩击穿性和耐短路性；简化保护电路，提高整机可靠性。

4.功率MOSFET驱动电路

功率MOSFET是电压驱动器件，没有少子存储效应，输入阻抗高，所以开关速度可以很高，驱动功率小，电路简单。然而，功率MOSFET的极间电容较大，输入电容CISS、输出电容COSS和反馈电容CRSS与极间电容之间的关系可表示为：

MOSFET的栅极输入相当于一个容性网络，其工作速度与驱动源的内部阻抗有关。由于CISS的存在，静态下栅极驱动电流几乎为零，但在开关的动态过程中仍需要一定的驱动电流。假设开关管饱和导通所需的栅极电压为VGS。

开关的接通时间TON包括接通延迟时间TD和上升时间TR。当开关断开时，CISS由ROFF放电，曹仁由RL充电，曹仁较大，VDS(T)缓慢上升。随着VDS(T)的增加，COSS迅速下降到接近于零，而VDS(T)又迅速上升。根据以上对功率MOSFET特性的分析，其驱动通常要求：触发脉冲要有足够快的上升和下降速度；导通时对栅极电容进行低阻充电，关断时为栅极提供低阻放电电路，提高功率MOSFET的开关速度；为了可靠地触发功率MOSFET导通，触发脉冲电压应高于管的开通电压，为了防止误导，关断时应提供负的栅源电压；功率开关管开关时，所需驱动电流为栅极电容充放电电流。功率管电极间的电容越大，所需电流越大，即负载能力越大。

4.1几种MOSFET驱动电路的介绍和分析

4.1.1非隔离互补驱动电路。

图7(a)示出了普通的低功率驱动电路，其简单、可靠且成本低。它适用于不需要隔离的小功率开关设备。图7(b)所示的驱动电路具有较快的开关速度和较强的驱动能力。为了防止两个MOSFET管贯通，通常串联一个0.5 ~ 1的小电阻进行限流。该电路适用于不需要隔离的中等功率开关器件。这两个电路特点是结构简单。

MOSFET是一种电压型控制器件，只要施加在栅极和源极之间的电压超过其阈值电压，它就会导通。由于MOSFET的结电容，当它关断时，其漏极和源极两端的电压突然上升，将通过结电容在栅极和源极之间产生干扰电压。常用的互补驱动电路阻抗小，关断速度快，但不能提供负电压，抗干扰性能差。为了提高电路的抗干扰性能，可以在这个驱动电路的基础上增加一个由V1、V2和R组成的电路来产生负电压。电路原理图如图8所示。

V1导通时，V2关断，两个MOSFET中上管的栅极和源极放电，下管的栅极和源极充电，即上管关断下管导通时，被驱动的功率管关断；相反，当V1关闭时，V2打开，上管打开，下管关闭，从而驱动管打开。因为上下管的栅极和源极通过不同的电路充放电，包含V2的电路，因为V2会持续退出饱和直到关断，对于S1导通比关断慢，对于S2导通比关断快，所以两管发热程度不同，S1发热比S2严重。这种驱动电路的缺点是需要双电源供电，而且由于R的值不能太大，否则会使V1深度饱和，影响关断速度，所以R上会有一定的损耗

4.1.2隔离驱动电路

(1)正向驱动电路。电路原理如图9(a)所示。N3是去磁绕组，S2是驱动功率管。R2是一个阻尼电阻，用来防止功率管的栅极和源极端的电压振荡。因为漏电感不要求很小，而且考虑到速度，R2一般很小，所以在分析中忽略不计。

等效电路图如图9(b)所示。电阻器R1并联连接到不需要的脉冲的次级侧。它用作正激变换器的假负载，以消除关断期间输出电压振荡引起的误导。同时，它还可以在功率MOSFET关断时用作能量释放电路。驱动电路的导通速度主要与被驱动的S2门极和源极的等效输入电容、S1的驱动信号速度和S1能提供的电流有关。根据仿真分析，占空比D越小，R1越大，L越大，磁化电流越小，U1值越小，关断速度越慢。该电路具有以下优点：

电路结构简单可靠，实现隔离驱动。

只需要单个电源在开启时提供正电压，在关闭时提供负电压。

当占空比固定时，通过合理的参数设计，驱动电路也具有较快的开关速度。

这种电路的缺点是：第一，由于隔离变压器的二次侧需要一个假负载来防止振荡，所以电路损耗大；第二，占空比变化时，关断速度变化很大。当脉冲宽度较窄时，由于储存能量的减少，MOSFET栅极的关断速度变得较慢。

(2)带隔离变压器的互补驱动电路。如图10所示，V1和V2互补工作，电容C作为DC隔离，T1是高频高导磁的磁环或槽。

隔离变压器接通时的电压为(1-D)Ui，断开时为D Ui。如果主功率管S的可靠导通电压为12V，隔离变压器原副边的匝数比N1/N2为12/[(1-D)Ui]。为了保证导通期间GS电压稳定，C值可以稍大。该电路具有以下优点：

电路结构简单可靠，具有电气隔离功能。当脉冲宽度改变时，驱动器的关断能力不会改变。

电路只需要一个电源，即单电源工作。DC隔直电容C的作用是在被驱动管关断时提供一个负压，从而加速功率管的关断，抗干扰能力强。然而，这种电路的一大缺点是输出电压的幅度会随着占空比的变化而变化。D小时，负电压小，电路抗干扰性能变差，直流电压高。应注意使其幅度不超过MOSFET栅极的允许电压。当d大于0.5时，驱动电压直流电压小于其负电压。此时应注意使其负电压不超过MOAFET栅极的允许电压。因此，这种电路更适用于占空比固定或占空比变化范围小，占空比小于0.5的场合。(3)由集成芯片UC3724/3725组成的驱动电路

电路结构如图11所示。UC3724用于产生高频载波信号，载波频率由电容CT和电阻RT决定，一般载波频率小于600kHz，在4脚和6脚两端产生高频调制波，通过高频小磁环变压器隔离后送到UC3725芯片的7脚和8脚。经UC3725调制后，得到驱动信号。UC3725内部有一个肖特基整流桥，将引脚7和引脚8的高频调制波整流为驱动电源的DC电压。一般来说，载波频率越高，驱动延迟越小，但载波频率越高，抗干扰能力越差。隔离变压器的磁化电感越大，磁化电流越小，UC3724发热越少。但磁化电感越大，寄生参数越大，抗干扰能力越低。根据实验数据得出结论：开关频率小于100kHz的信号一般以(400 ~ 500) kHz的载波频率为好，变压器以5K、7K等高磁导率的高频环形磁芯为好，其初级磁化电感小于1mmheng左右。这种驱动电路只适用于信号频率小于100kHz的场合。如果信号频率相对于载波频率过高，相对延迟就会太多，所需驱动功率就会增加，UC3724和UC3725芯片的温升也会很高。所以100kHz以上的开关频率只能用于极电容小的MOSFET。

当1kVA的开关频率小于100kHz时，它是一种很好的驱动电路。该电路具有以下特点：单电源供电，控制信号与驱动隔离，结构简单，体积小，特别适用于占空比不确定或信号频率可变的场合。

MOSFET的开关轨迹是判断MOSFET开关过程“软硬”程度的重要评价指标。MOSFET的软硬程度对开关电源的性能、寿命和EMI水平有着至关重要的影响。本文介绍一种简单实用的方法。使用Tektronix TDS3000系列示波器，可以实时做出MOSFET的开关轨迹，为改善MOSFET的开关状态提供了依据。

开关电源中的开关器件(本文以MOSFET为例)在任意时刻的损耗可由下式计算：

其中ID是开关器件的电流，UDS是电压。通常，我们希望开关器件工作在饱和或截止状态。为了减少切换损耗，在设备切换的动态过程中，总是期望在任何时候ID和UDS中至少有一个值接近或等于零。开关轨迹可以很好地反映开关器件的电流和电压之间的关系。开关轨迹以MOSFET的漏源电压UDS为横轴，漏电流ID为纵轴，表示MOSFET承受的电流和电压之间的关系。典型的开关跟踪线如图1所示：

图1中的A线显示了MOSFET的一个导通过程，UDS逐渐减小，ID逐渐增大；B线代表关机过程，UDS逐渐增大，ID逐渐减小。但是当开关过程中电压和电流很高时，会造成很大的开关损耗，这就是所谓的硬开关。硬开关不仅增加了开关损耗，还会影响MOSFET的寿命，造成复杂的EMI问题，所以我们通常希望开关过程尽量柔和。线C和D代表理想的软开关过程。C线表示当MOSFET开启时，漏极-源极电压降至零，漏极电流从零开始上升。线D表示当MOSFET关断时，漏极电流在漏极-源极电压开始上升之前降至零。也就是说，切换轨迹离坐标轴越近，切换过程就会越柔和。

道岔轨道线

利用开关轨迹可以评估MOSFET的开关状态，为改进开关工艺提供了定量依据。本文介绍了一种TDS3000系列示波器，可以实时做出MOSFET的开关轨迹，为改善MOSFET的开关状态提供指标。测试电路是一个常见的反激式电路，如图2所示。通道CH1接通

这个波形只显示了电压和电流随时间的变化，并不能直接反映电压和电流的关系。我们可以用TDS示波器的XY显示模式来观察MOSFET的开关轨迹。将TDS示波器调整到XY模式，并将CH1和CH2的幅度刻度调整到合适的位置，这样可以得到图3.b所示的波形。该波形显示了一个完整的MOSFET开关周期中电流和电压之间的关系，即开关轨迹。其中ABC是开启轨迹，CDA是关闭轨迹。

也可以在屏幕上单独显示MOSFET的导通轨迹。具体方法如下：逐渐加宽时域波形，使整个屏幕只显示导通过程的波形(此时除了调整时间刻度外，可能还需要调整触发电平)，使导通瞬间的电流和电压波形在屏幕中间，如图4所示。

此时将示波器调到XY模式，可以看到MOSFET的导通痕迹。在反激电路中，MOSFET导通后，变压器原边电感限制了漏极电流的突变，漏极电流从零开始上升，所以MOSFET是软导通的。这个特性表明，电压最初沿X轴或接近X轴下降到零，然后漏极电流开始上升。

同理，可以观察到MOSFET的关断痕迹。关断前，漏极电流处于峰值电流out(此时MOSFET的状态处于开关轨迹线的C点)。在关断过程中，漏极电流减小，而漏源电压增加。从图5.b可以看出，关断轨迹线处于高位。

MOSFET很难关断，关断损耗很高。此外，变压器原边漏电感中的能量会对MOSFET产生很大的电压影响。利用开关走线降低开关损耗从上面的分析可以看出，开关走线可以直接反映MOSFET的开关损耗。我们总是希望尽可能降低MOSFET的开关损耗。为此，我们经常在MOSFET周围增加一些辅助电路，开关迹线可以帮助我们评估改善效果。

以图示反激电路为例，为了改善MOSFET的关断轨迹，在变压器原边绕组两端并联RC缓冲支路(如图6所示)，以限制MOSFET关断时漏极电压的上升速度。

如图6所示，r=1k，C=200pF，图7a-d显示添加RC电路后的开关轨迹。与之前的开关轨迹相比，增加RC电路后，MOSFET的关断轨迹更靠近坐标轴(图7.d)。这是因为在MOSFET关断的瞬间，由于电容电压不能突然变化，输入电压仍然维持，使得MOSFET上的电压保持为零。随着电容C的放电，MOSFET的电压逐渐升高。这样限制了MOSFET漏源电压的上升速度，降低了关断损耗，但关断损耗的降低是以导通损耗为代价的。这是因为当MOSFET关断时，电容C上的电压为零，当MOSFET导通时，电容C通过电阻R和MOSFET充电。从图7.c的导通轨迹可以看出，MOSFET的导通轨迹“上移”，即漏极电流在漏源极电压降至零之前流动。

应权衡导通损耗和关断损耗，并选择合适的RC值。使用开关跟踪线可以很容易地找到这个平衡点，以确保总损耗最小。

本文摘要：

利用TDS3000系列示波器的XY显示模式，可以方便地再现MOSFET的开关轨迹。利用该功能，可以定量了解反激电路中MOSFET的开关情况，为其吸收电路选择合理的参数。该方法也可以方便地应用于其他功率开关和电路拓扑。

编辑：唐子红